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运算放大器稳定性系列：电容性负载的稳定性—具有双通道反馈的 RI(1)

上一篇 / 下一篇 2008-08-08 09:33:47

作者：德州仪器(TI)线性应用工程经理Tim Green

本系列的第10部分是我们所熟悉的《电气工程》杂志(Electrical Engineering)中《保持电容性负载稳定的六种方法》栏目的第六种方法（也是最后一种方法）。这六种方法包括Riso、高增益和CF、噪声增益和CF、输出引脚补偿以及具有双通道反馈的RISO。在第10部分中，我们将阐述具有双通道反馈的RISO。

这种拓扑结构通常用于缓冲高精度参考集成电路。作为一种电压缓冲器，运算放大器电路可提供较高的源电流和吸收电流，这两种电流最初均来自高精度参考集成电路。虽然，我们特别关注其中一种电路增益——电压跟随器电路增益，但是，当增益大于1时（只对所提供的计算公式做稍微调整），我们仍可以采用具有双通道反馈的RISO。在此我们将重点讲述两种最主要的运算放大器拓扑结构，即双极发射极跟随器以及CMOS RRO。分析和合成的步骤和技术相类似，但是，仍存在细微的差别，这些细微的差别足以确保观察到各种不同的输出拓扑结构。为了获得一种意外的收获，我们有意不遵循经以往的历史经验，并创建BIG NOT以检测不适当稳定性补偿的效果。

从稳定性分析工具套件中，我们可以看到，具有双通道反馈的RISO技术由一阶分析得出，经Tina SPICE环路稳定性仿真确认，并由Tina SPICE中的Vout/Vin AC传输函数分析进行检验，最后采用Tina SPICE中的实际瞬态稳定性测试方法进行全面的检验。在过去长达25年中，我们在真实环境以及实际的电路情况下进行了测算，充分验证了这种电容稳定性技术。然而，由于资源的限制，本文所述电路并未进行实际构建，在此仅供读者练习或在自身特定的技术应用（如分析、合成、仿真、构建以及测试等）中使用。

双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO

我们选择用于分析具有双通道反馈的RISO的双极发射极跟随器为OPA177，具体情况请参阅图10.1。OPA177为一款低漂移、低输入失调电压运算放大器，其能在±3V～±15V的电压范围内工作。

图10.1双极发射极跟随器运算放大器的技术规范

图10.2显示了一款典型的双极发射极跟随器的拓扑结构。请注意，用于Vo的正负输出驱动均为双极发射极跟随器。目前，包含“等效电路图”（表明运算放大器内部所用输出级的拓扑结构）的产品说明书并不多见。为此，只能通过厂商的内部资料，我们才能确切了解输出级的结构。

图10.2典型双极发射极跟随器运算放大器的拓扑结构

我们用于分析双极发射极跟随器的具有双通道反馈的RISO电路如图10.3所示。FB#1通过RF直接向负载(CL)提供反馈，从而促使Vout与VREF相等。FB#2通过CF提供了第二条反馈通道（在高频率时占支配地位），从而确保了运行的稳定性。Riso将FB#1和FB#2相互之间隔离开来。需要注意的是，在目前用于稳定电容性负载的许多技术中，我们采用了经改进的Aol方法（当采用这种方法时，运算放大器的输出阻抗和电容性负载改变了运算放大器的Aol曲线）。在改变后的Aol曲线中，我们在图上标出1/b，这将有助于电路的稳定运行。当采用具有双通道反馈的RISO时，我们发现，更易于维持运算放大器Aol曲线不变并在图上标出FB#1 1/b和FB#2 1/b曲线。于是，我们将运用叠加的方法，来获得一条最终(net)的1/Beta曲线，这样，当在运算放大器的Aol曲线上进行标绘时，我们就能够轻松地生成一款针对这种电容性负载稳定性问题的解决方案。

图10.3具有双通道反馈的RISO：发射极跟随器

一旦我们选择了运算放大器，如图10.4所示的Aol测试电路就为开展稳定性分析提供了前提基础。Aol曲线可从产品说明书中获取，或者从如图所示的Tina SPICE仿真中测量得出。Aol测试电路采用双电源供电，即使Vout近乎为零伏，我们仍可测量空载时的Aol曲线，而且输入共模电压的要求易于满足。R2和R1以及LT为低通滤波器函数提供了一条AC通道，从而允许我们在反馈通道中进行DC短路和AC开路操作。务必提请注意的是，在进行AC分析前，SPICE必须开展DC闭环分析，以找到电路的工作点。另外，R2和R1以及CT为高通滤波器函数提供了一条AC通道，这样，使得我们能将DC开路和AC短路一起并入输入端。LT和CT按大数值等级选用，以确保其在各种相关的AC频率时，电路短路和开路情况下的正常运行。

图10.4 Aol测试示意图：发射极跟随器

从Tina SPICE仿真测量得出的OPA177 Aol曲线如图10.5所示。测量得出的单位增益带宽为607.2kHz。

图10.5 Aol测试结果：发射极跟随器

现在，我们必须测量如图10.6所示的Zo（小信号AC开环输出阻抗）。该Tina SPICE测试电路将测试空载OPA177的Zo。R2和R1以及LT为低通滤波器函数提供了一条AC通道，这样，使得我们能将DC短路和AC开路一起并入反馈电路。DC工作点在输出端显示为接近零伏，这也就是说，OPA177没有电流流入或流出。此时，通过运用1Apk AC电流生成器（我们能够扫视10mHz至1MHz的AC频率范围），Zo的测量工作就可以轻松完成。最后，得出测量结果Zo = Vout（如果将测量结果的单位从dB转换为线性或对数，那么Vout也将为以欧姆为单位的Zo）。

图10.6空载Zo测试电路：发射极跟随器

从图10.7中，我们可以看出，OPA177 Zo是双极发射极跟随器输出级所独有的特征，而且这种输出级的Ro在OPA177单位增益带宽之内，是控制输出阻抗的专门组件。OPA177的Ro为60欧姆。

图10.7开环输出阻抗：发射极跟随器

图10.8 Zo外部模型：发射极跟随器

为了使1/b分析的情况包括在Zo与Riso、CL、CF 以及RF之间相互作用的影响结果内，我们需将Zo从运算放大器的宏模型中分离出来，以便于弄清楚电路中所需的节点。这种构思如图10.8所示。U1将提供了产品说明书中的Aol曲线，并从Riso、CL、CF以及RF的各种影响中得到缓冲。

图10.9 Zo外部模型详图：发射极跟随器

通过如图10.9所示的Zo外部模型，我们能够测量Zo与Riso、CL、RF以及CF之间相互作用对1/b的影响。在Zo外部模型中，设置Ro = Ro OPA177，实际测量值为60欧姆。压控电压源VCV1将运算放大器宏模型U1从Ro、Riso、CL、CF 以及RF中隔离开来。将VCV1设置为x1，以确保产品说明书中的Aol增益不变。由于我们要在稳定性状况最糟的情况下（只存在CL以及我们计算得出的空载Zo [此时Ro=60欧姆]）分析这种电路，因此，务必排除各种大的DC负载。VOA是一个与运算放大器相连的内部节点，在实际工作中，我们无法实现对这种节点的测量。同时，许多SPICE宏模型上的这种内部节点接入，也并非易事。对1/b进行分析（相对于VOA），已涵盖了Ro、Riso、CL、CF 以及RF的影响。如果未采用Zo外部模型，SPICE中的最终稳定性仿真就无法标绘出1/b的曲线；但是，如果采用Zo外部模型，则可标绘出环路增益的曲线以确认我们分析的正确性。

首先，我们要分析如图10.10所示的FB#1。请注意，由于我们只分析FB#1，所以CF可视为处于开路状态。接下来，我们将分析FB#2。然后，通过采用叠加的方法，将两条反馈通道合并在一起，求取最终的1/b。分析结果如图上所示，有关的公式推导和具体细节，请参阅下一张图（图10.11）。我们发现，当fzx=183.57Hz时，FB#1 1/b曲线的增益为零。低频1/b值为1。如欲获得该增益，那么低频1/b值应大于1。

图10.10 FB#1分析：发射极跟随器

图10.11 FB#1 1/b公式的推导：发射极跟随器

FB#1b的公式推导如图10.11左侧所示。由于1/b是b的倒数，所以FB#1 1/b的计算结果可以轻而易举的被推导出来，具体推导过程，请参阅图10.11右侧。从图中我们还发现，在b推导过程中的pole, fpx变成了1/b推导过程中的zero, fzx。

我们将采用如图10.12所示的电路来开展AC分析：通过Tina SPICE，求取FB#1的1/b，OPA177的Aol以及只采用FB#1电路的环路增益。正因为如此，所以我们将CF从图中除去。

图10.12 FB#1 AC电路分析：发射极跟随器

FB#1 1/b的结果标示在图10.13中的OPA177 Aol曲线上。在环路增益为零的fcl处，我们发现，接近速率为40dB/decade：

[（Aol曲线上的–20dB/decade）–（FB#1 1/b曲线上的+20dB/decade）= –40dB/decade接近速率）]

接近速率的经验数据表明了存在的不稳定性。我们对FB#1 的分析是基于zero、fzx = 183.57Hz，低频1/b= 1的情况。从图10.13中可以看出，我们的一阶分析准确地推算出了FB#1 1/b的数值。

图10.13 FB#1 1/b曲线图：发射极跟随器

从图10.14中我们发现，只配置FB#1的电路环路增益分析显示，在环路增益为零的fcl处，相位裕度接近零。这样，就明确证实了电路的不稳定性。通过检测图10.13中Aol 曲线上的FB#1 1/b曲线，可推算出环路增益曲线上的极点和零点。

图10.14 FB#1环路增益分析：发射极跟随器

图10.15 FB#1瞬态稳定性测试电路：发射极跟随器

如果我们有任何疑问，或如果只采用FB#1构建参考缓冲电路，此时，我们可运用如图10.15中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。

图10.16中的瞬态稳定性测试结果同时与Aol曲线上的1/b值和环路增益曲线一致，因此，证明了只采用FB#1构建参考缓冲电路，将导致电路运行的不稳定性。

图10.16 FB#1瞬态稳定性测试：发射极跟随器

现在，我们必须弄清楚如何生成一款解决方案，以保证电容性负载参考缓冲电路的稳定性。此时，我们进一步了解了如图10.17所示的Aol 曲线和 FB#1 1/b曲线。如果我们添加如图10.17所示的FB#2 1/b曲线，我们则会看到一条最终的1/b曲线，这样，根据fcl处的接近速率以往的稳定性经验，我们可以推断电路的运行也将是稳定的。